최근 정보통신기술의 급속한 발전으로 인터넷을 기반으로 모든 사물을 연결하여 사람과 사물, 사물과 사물 간의 정보를 교환하는 사물인터넷(IoT; internet of things) 기술이 각광을 받고 있다[1]. 사물인터넷을 구현하기 위해서는 다양한 유무선 네트워크, 통신 및 센서 기술이 필요하며, 그 중에서도 무선 센서 네트워크(wireless sensor network) 기술이 국내외에서 활발히 연구되고 있다.

무선 센서 네트워크 기술은 컴퓨팅 능력과 무선 통신 능력을 갖춘 센서노드(sensor node)를 응용 환경에 배치하여 자율적인 네트워크를 형성하고 센서 노드로부터 획득한 정보들을 무선으로 수집하여 감시/제어 등의 용도로 활용하는 기술이다. 센서 노드는 이동성을 높이고 배치를 용이하게 하기 위해 대부분 전지를 이용해 전원을 공급한다. 따라서 무선 센서 네트워크의 가용 기간은 네트워크를 구성하는 센서 노드의 배터리 수명에 의해 결정된다[2].

이러한 문제점을 해결하기 위해 RF나 마이크로파를 이용한 무선 전력 공급 및 충전에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다. 무선 전력 공급을 위해서는 RF 신호를 DC 전원으로 변환하는 렉테나(rectenna)가 필요하다. 렉테나는 수신 안테나, 대역통과필터(BPF), 정류회로(rectifier), 저역통과필터(LPF), 부하저항으로 구성된다. 대역통과필터는 정류회로에 사용되는 비선형 소자인 다이오드로부터 발생한 고조파 신호가 안테나를 통해 재방사되는 것을 막아 RF-DC 변환 효율을 높이기 위해 사용된다. 대부분의 고조파 억제용 대역통과필터는 2차와 3차 고조파만 억압하고 렉테나의 크기를 증가시킨다[3].

최근에는 대역통과필터 대신에 고조파 억제 기능을 갖는 안테나가 연구되고 있다. 고조파 억제 안테나를 사용할 경우 기존 렉테나의 대역통과필터를 제거하여 소형화할 수 있는 장점이 있다. 대역저지필터 특성을 갖는 접지면과 연결된 U자형 도체를 슬롯에 추가하는 방법 [4], 결함접지면(DGS)을 사용하는 방법 [5], 광 밴드갭(PBG) 구조를 사용하는 방법 [6], 주기적인 격자로 구성된 wiggly-line 대역저지필터를 슬롯에 추가하는 방법 [7], SIR을 슬롯에 추가하는 방법 [8] 등이 제안되었다.

본 논문에서는 고조파 억제를 위한 CPW급전 슬롯 안테나에 대한 설계 방법을 연구하였다. CPW 선로 급전 방법 중에서 용량성(capacitive) 급전을 사용하면 슬롯의 길이가 공진주파수의 관내파장의 반일 때 공진하여 유도성(inductive) 급전에 비해 상대적으로 안테나의 크기를 줄일 수 있다[8]. 또한, 용량성 급전을 사용할 경우 첫 번째 공진주파수의 2배인 주파수에서 공진이 발생하지 않아 고조파 억제가 유도성 급전에 비해 용이하다.

본 논문에서는 슬롯 안테나의 고조파 억제를 위해 슬롯의 양끝 부분에 SIR을 추가하였다. SIR을 추가함으로써, 슬롯안테나가 첫 번째 공진주파수의 고조파 주파수에서 공진하지 않도록 입력 임피던스를 변화시키고 첫 번째 공진주파수를 낮은 주파수로 이동시켜 슬롯의 길이를 소형화할 수 있다. 최적의 설계 변수를 도출하기 위하여, SIR의 길이와 폭의 변화에 따른 입력 반사계수 특성을 분석하였다. 상용 툴인 CST사의 Microwave Studio(MWS)를 이용하여 안테나의 특성을 시뮬레이션하고 설계 변수를 2.45 GHz 대역(2.4—2.485 GHz)에서 동작하도록 최적화하였다.

제안된 고조파 억제 슬롯 안테나는 그림 1에 나타나 있다. 기존의 CPW 급전 사각형 슬롯 안테나의 양쪽 끝부분에 CPW 선로를 중심으로 대칭되게 SIR이 추가된 구조이다. 슬롯은 CPW 선로로 급전되며, 임피던스 정합을 위해 T형 스터브(stub)가 추가되었다. 기판의 한면에 CPW 선로, T형 스터브, SIR이 추가된 사각형 슬롯이 인쇄되어 있다.

안테나의 길이와 폭은 L과 W이고, 유전율이 4.4이고 두께 (h)가 0.8 mm인 FR4 기판을 사용하였다. 사각형 슬롯의 길이는 l_s이고 폭은 w_s이다. CPW 급전선의 신호선의 폭은 w_f이고 신호선과 접지면 사이의 간격은 g_f이며, 입력 임피던스 50 Ω과 정합되도록 설계하였다. CPW 급전선의 길이는 l_f이다. T형 스터브는 안테나 중심에서 사각형 슬롯의 위쪽 면으로부터 g_t만큼 떨어져 있고 폭은 w_t이고 길이는 l_t이다. 사각형 슬롯의 양 끝에 추가된 SIR의 길이와 폭은 각각 l_SIR과 w_SIR이다. 표 1에는 제안된 고조파 억제 슬롯 안테나의 최적화된 설계 변수들이 각각 제시되어 있다.

CPW 급전 선로의 신호선의 폭과 신호선과 접지면 사이의 간격은 FR4 기판의 비유전율과 두께를 고려하여 설계하였다. 계산된 값은 각각 w_f = 3 mm, g_f = 0.3 mm이다[9].

그림 1에서 제안된 소형 슬롯 안테나의 특성에 영향을 미치는 주된 구조는 SIR과 T형 스터브이다. SIR의 크기는 길이 l_SIR과 폭 w_SIR에 의해 결정된다. T형 스터브는 슬롯의 위쪽 면과의 간격 g_t, 폭 w_t, 길이 l_t에 의해 결정된다. 이들 설계 변수가 입력 반사계수와 이득과 같은 안테나 성능에 미치는 영향을 알아보기 위해 이들 설계 변수에 따른 특성 변화를 분석하였다.

그림 2는 SIR의 폭 w_SIR에 따른 입력 반사계수의 변화를 나타내고 있다. 다른 설계변수는 표 1의 값과 동일하다. 폭 w_SIR이 0 mm에서 12 mm로 증가함에 따라 첫 번째 공진주파수가 낮은 주파수로 이동한다. 이 때 VSWR < 2인 주파수 대역폭은 w_SIR = 0 mm일 때(SIR 이 없는 경우) 7.6%(3.65—3.94 GHz)에서 w_SIR = 12 mm일 때 4.9%(2.39—2.51 GHz)로 감소한다. w_SIR = 0 mm일 때 첫 번째 공진주파수(3.8 GHz)의 약 3배되는 주파수인 12.14 GHz에서 입력 반사계수가 –10.7 dB이다. 12 mm일 때 첫 번째 공진주파수(2.45 GHz)의 3배되는 주파수인 7.35 GHz에서 공진이 발생하지 않고 4배보다 조금 높은 10.7 GHz에서 –3.9 dB로 약한 공진이 발생하며 고조파 억제가 됨을 알 수 있다.

SIR의 길이 l_SIR에 따른 입력 반사계수의 변화가 그림 3에 나타나 있다. 다른 설계변수는 표 1의 값과 동일하다. 길이 l_SIR이 1 mm에서 5 mm로 증가함에 따라 첫 번째 공진주파수가 낮은 주파수로 이동한다. 이 때 VSWR < 2인 주파수 대역폭은 l_SIR = 1 mm일 때 5.3%(2.57—2.71 GHz)에서 l_SIR = 5 mm일 때 4.6%(2.34—2.45 GHz)로 감소한다. l_SIR = 1 mm일 때 첫 번째 공진주파수(2.64 GHz) 다음에 9.43 GHz에서 약한 공진이 발생하고 16 GHz에서 다시 공진이 발생한다. l_SIR = 3 mm일 때는 첫 번째 공진주파수(2.45 GHz) 다음에 10.70 GHz에서 약한 공진이 발생한다. l_SIR = 5 mm일 때는 첫 번째 공진주파수(2.40 GHz) 다음에 12.51 GHz에서 공진이 발생한다. 따라서 길이 l_SIR이 증가함에 따라 첫 번째 공진주파수와 다음 공진주파수 사이의 간격이 증가함을 알 수 있다.

그림 4는 T형 스터브의 길이 l_t에 따른 입력 반사계수의 변화를 나타내고 있다. 다른 설계변수는 표 1의 값과 동일하다. 길이 l_t가 3 mm에서 5 mm로 증가함에 따라 첫 번째 공진주파수가 낮은 주파수로 조금 이동하나 큰 변화가 없음을 알 수 있다. 그리고 첫 번째 공진주파수 다음의 공진주파수에서의 입력 반사계수는 약간 증가한다.

T형 스터브와 슬롯의 위쪽 면과의 간격 g_t에 따른 입력 반사계수의 변화가 그림 5에 나타나 있다. 다른 설계변수는 표 1의 값과 동일하다. 간격 g_t가 0.3 mm에서 0.7 mm로 증가함에 따라 첫 번째 공진주파수와 다음 공진주파수가 높은 주파수로 약간 이동함을 알 수 있다. 그리고 첫 번째 공진주파수 다음의 공진주파수에서의 입력 반사계수는 약간 감소한다.

그림 2부터 5까지의 시뮬레이션 결과로부터 2.45 GHz 대역에서 동작하는 최적화된 고주파 억제 슬롯 안테나의 설계 변수들을 도출하고 그 값들을 표 1에 제시하였다. VSWR < 2인 주파수 대역은 2.39—2.51 GHz (대역폭 120 MHz; 약 4.9%)이고, 대역 내에서 최대 이득은 약 3.1 dBi이다.

그림 6에는 최적화된 안테나의 2.45 GHz에서의 복사패턴이 나타나 있다. 슬롯면(x-y면)에 수직한 방향(±z 방향)으로 최대 복사하는 전형적인 슬롯 안테나의 방사패턴을 가진다.

시뮬레이션 결과를 검증하기 위하여 FR4 기판(비유 전율 = 4.4, 두께 = 0.8 mm, loss tangent = 0.025)을 이용하여 그림 7과 같이 기존의 사각형 슬롯 안테나와 제안된 소형 안테나를 제작하였다. 제작된 사각형 슬롯 안테나와 제안된 고주파 억제 슬롯 안테나의 크기는 42 mm (L) × 30 mm (W)로 동일하며, SMA 컨넥터로 급전되었다. 사각형 슬롯 안테나는 2.45 GHz 대역에서 동작하도록 최적화 하였으며 슬롯의 길이 l_s와 T형 스터브의 길이 l_t만 각각 37.65 mm와 7 mm로 다르고 다른 설계 변수는 고주파 억제 슬롯 안테나와 동일하다.

제작된 안테나의 입력 반사계수는 네트워크분석기 (Agilent사 N5230A)를 이용하여 측정하였고, 결과는 그림 8에 나타나 있다. 사각형 슬롯 안테나의 경우, 시뮬레이션 결과 첫 번째 공진주파수에서 VSWR < 2 이하인 대역이 2.36—2.54 GHz(7.4%)이며, 측정 결과는 2.36—2.53 GHz(7.0%)이다. 제안된 고조파 억제 슬롯 안테나의 경우, 시뮬레이션 결과 첫 번째 공진주파수에서 VSWR < 2 이하인 대역이 2.39—2.51 GHz(4.9%)이며, 측정 결과는 2.39—2.49 GHz(4.1%)이다. 사각형 슬롯 안테나의 경우, 시뮬레이션 결과 첫 번째 공진주파수 이후에 8.58 GHz와 14.33 GHz에서 공진이 발생하였고, 측정결과 8.71 GHz와 15.52 GHz에서 공진이 발생하여 시뮬레이션 결과와 유사하였다. 제안된 안테나의 경우, 시뮬레이션 결과 첫 번째 공진주파수 이후에 10.7 GHz에서–3.9 dB로 약한 공진이 발생하였고, 측정결과 10.83 GHz에서–5.1 dB로 고조파 억제가 됨을 확인할 수 있다.

제작된 안테나의 시뮬레이션 이득과 효율은 2.45 GHz에서 각각 2.86 dBi와 81.7%이며, 사각형 슬롯 안테나의 경우 각각 2.85 dBi와 77.4%이다. 제작된 안테나의 이득은 전파무반향실에서 측정되었으며, 사각형 슬롯 안테나의 경우 측정 이득은 2.45 GHz에서 2.8 dBi이다. 제안된 고조파 억제 슬롯 안테나의 경우 측정 이득은 2.5 dBi이다. 제안된 안테나는 주파수 대역폭과 이득이 기존의 사각형 슬롯 안테나에 비해 줄어들었으나 슬롯의 길이는 37.65 mm에서 25.1 mm로 33.3% 줄어 소형화하였다.

그림 9은 2.45 GHz에서 제작된 고조파 억제 슬롯 안테나의 E-면(y-z면)과 H-면(z-x면) 복사 패턴에 대한 측정 결과이며, 시뮬레이션 결과와 유사함을 알 수 있다.

본 논문에서는 고조파 억제를 위해 SIR이 추가된 CPW급전 슬롯 안테나에 대한 설계 방법을 연구하였다. 2.45 GHz 무선랜 대역에서 SIR의 길이와 폭을 최적화하여 FR4 기판 상에 제작하고 특성을 실험한 결과 VSWR < 2인 대역이 2.39—2.49 GHz(4.1%)로 2.45 GHz 대역에서 동작하는 것을 확인하였고 방사패턴도 시뮬레이션 결과와 잘 일치함을 확인하였다. 또한, 첫 번째 공진주파수 이후에 11.29 GHz에서–5.2 dB로 약한 공진만 발생하여 고조파가 억제됨을 알 수 있었다. 제안된 고조파 억제 슬롯 안테나의 슬롯의 길이는 기존의 사각형 슬롯 안테나에 비해 33.3% 줄어들어 소형화 하였다. 이득은 2.45 GHz에서 2.5 dBi로 측정되었다.

제안된 안테나는 무선전력전송을 위한 렉테나용 안테나와 무선 랜, RFID 등의 응용 분야의 휴대 단말기에 적용할 수 있는 소형 안테나로 사용될 수 있을 것으로 기대된다.